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單晶硅壓力傳感器溫度漂移的補償方法引言 目前，國內外單晶硅壓力傳感器的溫度漂移指標最高 水平為 4-0.0l％FS／~C，多數補償溫度范圍為 -20～85℃。 而在有些場合，實際需要工作溫度范圍為一45～125oC。溫度 漂移要降到 ±0．05％FS／~C以下；國際上壓力傳感器溫度 補償的研究一直在進行，有硬件補償和軟件補償。本文通過對某單晶硅壓力傳感器溫度漂移產生的機理和補償技術的研究 ，使單晶硅壓力傳感 器 的熱零點 漂移和熱靈敏度漂移在-45～85℃溫區內達到±0.014％FS／~C，從而滿足實際需要 。 1、溫度漂移機理 單晶硅壓力傳感器，是利用單晶硅 的壓阻效應制成。 壓阻系數是隨溫度變化而變化，因此壓阻效應原理本身可 引起傳感器輸出的溫度漂移；另外 ，半導體敏感元件的制作 工藝也會帶來傳感器的整體溫度漂移，如，橋路電阻的不等同性、橋臂電阻的漏電流、裝配應力等¨．2j。 壓阻系數π是衡量單晶硅材料壓阻效應大小的參數。 在單晶硅各晶向上的壓阻系數是不同的 ，如在正交坐標系中來描述壓阻效應與電阻值之間的關系 ，可寫成 由于 P型硅和N型硅在室溫下以壓阻系數π11，π12，π44為 主，以P型硅為例，壓阻系數分量取決于π44，π11，π12，壓阻系數π44是隨溫度的變化而變化的。壓阻系數π44隨溫度的變化劇烈程度還與表面參雜濃度有關 ，其關系曲線如圖1所示 。 2 溫度漂移特性分析 壓阻式壓力傳感器信號轉換通過惠斯登電橋來實現， 如圖2所示 。
如果r1=r3=r2=r4，則 △r1=△r3=△r2=△r4，當電橋一 組對角點上施加輸入電壓Vi時 ，在另一組對角點上有輸出電壓V0產生 ，其輸出為 此時 ，由于△r與膜片所受的壓力成正比 ，壓力敏感元件將輸出一個與壓力P成正比的電信號，從而實現壓力的測量。 壓力傳感器的最理想特性是輸出只隨被測壓力的變化而線性變化 ，但從溫度漂移產生機理可見 ，在未采取措施的情況下 ，環境 溫度的變化一定會引起傳感器輸出的變化 。輸出變化表現為零點輸出、靈敏度等參數隨環境溫度而變化 。 3 補償方法 3.1補償原理 對壓力傳感器溫度特性的補償 ，從零點溫度漂移和靈敏度溫度漂移兩方面補償。 目前補償方法很 多 ，有熱敏電阻補償法 ，串并聯電阻補償法 ，單片機實時補償法 ，有源電路分段補償法等口 。所研究的單晶硅壓力傳感器采用補償電路原理如圖3所示 。 針對熱零點漂移 ，通過串并聯電阻的方法進行補償 。對于熱靈敏度漂移補償，通過恒流供電、溫控開關與有源電路組成的補償電路共同完成 ，見圖3中的w4，w3，和w2等部分。恒流供電后的最佳靈敏度溫度系數為0.05％FS／~C，該系數還不能滿足實際的需要。傳感器在恒流供電的一次補償后，又采用有源電路分段補償法進行再次補償，使之達到 較高補償水平。首先，對待補償傳感器的靈敏度輸出特性進行檢測 ，根據檢測數據確定分段溫度點 ，并將w3開關的分段點設置在該溫度點。然后，在負溫區使開關接通 ， 將靈敏度溫度系數曲線的-45℃ 的高翹端往下拉平 ；在正溫區則接通R6，將靈敏度溫度系數曲線的85℃的高翹端往下拉平 。圖 4示出測范圍為0～1MPa傳感器的靈敏度輸出隨溫度變化典型情況：圖4(a)為單一恒流供電補償時的傳感器靈敏度一溫度特性曲線 ；圖4(b)為恒流供 電與單一 電阻器R5并聯時的該傳感器靈敏度一溫度特性曲線； 圖4(c)為恒流供電與分段采用電阻器R5和R6并聯時的該傳感器靈敏度一溫度特性曲線。
3.2 補償計算方法 3.2.1 恒流供電補償計算 在一定摻雜濃度下，使敏感元件電阻溫度系數為正，可 應用恒流供 電對敏感元件 的靈敏度溫度系數進行補償 。 恒流供電電流I根據實用敏感元件設計靈敏度需要而定，由圖5可知 ，其電流 3.2.2 串并聯電阻網絡計算 首先，對產品的壓力與溫度特性進行檢測，在實測數據基礎上 ，計算各串聯與并聯電阻的阻值。 (1)測試低溫Tc 、高溫Th和下限壓力Po與上限壓力P ，以及在恒流源供電方式下的輸出電壓和電橋電壓 。 (2)零點補償電阻計算 ：為計算零點補償電阻，引入變量A，B，C，D，其 中 式中 ， Voc,Voh分別為低溫和高溫時的零位輸出電壓V，V2c，V2h分別為低溫和高溫時滿量程輸出電壓，V；Ec，Eh 分別為低溫和高溫時的電橋電壓，V；Po，P2 為分別為上限和下限壓力，MPa；Tc，Th分別為最低溫和最高溫溫度，℃。 為了計算串聯補償電阻R5，并修正由于電橋臂引入電阻R3和R4而引起的誤差的簡化公式為 計算出的R3的阻值可正 、可負 ，阻值的正負指示電阻的位置 ，如圖3所示 ，串聯的補償可由R3 或 R4來完成，它們之間的關系如下 ： 當 R8≥0時 ，R4=R5，R3=0(短路)；R8<0時 ，R3=R8， R4=0(短路 )。零點溫度并聯補償電阻Rp可由式 (10)算出 同上 ，電阻Rp的位置也有2種情況：當 Rp ≥ 0時 ， R2=Rp ，Rl=∞(開路 )；當 Rp<0時 ，Rl=Rp ，R2=∞(開 路 )。 (3)靈敏度分段補償電阻計算 為提高固定電阻并聯補償的精度，采用溫控組合開關 (圖3的 w2 部分)聯合實現分段補償提高補償精度的目的。可以看出：可以把l6～20℃作為補償的分段點 ，也可將0～l0℃作為補償的分段點。用溫控開關w2來實現傳感器的高溫 區、低溫區的分別補償。通過恒流源供電下的傳感器橋壓信號的變化 ，來實現溫控開關的動作，以此來控 制并聯在電橋兩端的電阻的接入，從而降低恒流源負載電 阻的溫度系數 ，這樣 ，即可實現分段補償 。下面給出了低溫和高溫下輸出電壓( Vc，Vh )、電阻(Rc，Rh )和靈敏度的溫度補償電阻 R5，R6 的計算公式 4 補償結果與分析 4.1 傳感器補償前后參數的比較 表1列出采用串并聯電阻網絡補償 、恒流供電補償 、有源電路分段補償等綜合方法補償前后參數 的比較結果。
4.2傳感器主要性能檢測結果 表2為6只傳感器溫度漂移等主要參數補償結果。 為了比較，本文還采用小波去噪方法對所測超聲信號進行了去噪處理 (選用dbl小波 ，四層分解 )，處理結果如圖2(d)所示 。根據公式 (7)，計算圖 2(b)，2(c)和 2(d)的 信噪比分別為 1.2dB，6.45dB和6.47dB。這個計算結果說明了本文去噪方法和小波去噪均極大地提高超聲缺陷信號的信噪比，而且，本文方法去噪效果與小波去噪效果是非常接近的。另外 ，這個結果也說明了本文去噪方法的正確性和有效性。 本文去噪方法與小波去噪方法相比，優點是通過信噪盲分離實現去噪 ，去噪過程直觀 ，去 噪效果好。 3 結論 本文提出了一種基于盲源分離的超聲信號去噪方法。 應用本文方法對仿真的加噪超聲信號進行了去噪處理 ，并 且 ，與小波去噪方法進行了 比較 。實驗結果表明 ：本文的去噪方法能有效地對超聲信號進行去噪，極大地提高信噪比，增強缺陷信號，其去噪效果能與小波去噪效果相媲美。本文去噪方法的特點是通過超聲信號和噪聲信號的盲源分離實現超聲信號去噪。 參考文獻 ： [1] GustafssonM G。StepinskiT．Studiesofsplitspectrum processing，optimaldetection，and maximum likelihoodamplitudeestimationusingasimplecluttermodel[J]．Ultrasonics，1997，35(1)： 3l一52． [2] DraiR，KhelilM，BenchaalaA．Timefrequencyandwavelettransform appliedtoselectedproblemsinultrasonicsnde[J]．NDT andEIntemational，2002，35(8)：567． [3] Kim J，UdpaL，UdpaS．Multi-stageadaptivenoise cancellation forultrasonicNDE[J]．NDTandEInternational，2001，34(5)： 3l9． [4] lzquierdoM AG，HemandezM G，Gmullem 0，eta1．Time—frequencywienerfilteringforstructuralnoise reduction[J]．Uhmsonics，2oo2，4o(1—8)：259． [5] TakensF．Dynamicalsystemandturbulence，lecturenotes inmathematics[M]．Springer，1981． [6] SanerT，YorkeJA，GrotepassM．Embedolagy[J]．J．Statistical Physics，1991，65：579—561． [7] HyvarinenA．Fixed-pointalgorithmandmaximumlikelihoodestimationforindependentcomponentanalysis[J]．NeuralPl"OC~ - ingLetters，1999，10(1)：1． [8] sAV，AVS．Therecurrentnormalizedrange method forrelevation offracturalstructureanditsapplicationtoaIlal sofEEG[J]． RadioelectronInform ，1998，(3)：162—165． [9] ZhuY，WeiishtJP．Ultrasonicnondestructiveevaluationofhighly scatteringmaterialsusingadaptivefilteringanddetection[J]． IEEE Transactionson Ultrasonics，Ferroe lectrics，an d Frequency Control，1994，41(1)：26． [10]Demi~ R，SaniieJ．Mode1．basedestima tionofultrasonicechoes parti：Analysisan d algorithms．IEEE Transactionson Ultrasonics[J]．Ferroelectrics，andFrequencyControl。2001，48：787． 推薦傳感器：PTM3051S單晶硅壓力變送器 |
式中為縱向應 力 ；為橫 向應力 ； 為與和垂直的方向上的應力 ； 為縱向壓阻系數 ；為橫向壓阻系數 ； 為與和垂直方向上的壓阻系數。
同 
，
比小很多 ，一般可省去 。而 π1，π2，π3 分別為 
式中V8為輸入電壓R8 ，R9 ，R10 分別為輸入和接地電阻。
